一种有源箝位Flyback软开关电路设计_电源技术论文
关键词：零电压开关；电流反向；有源箝位
引言
flyback变换器由于其电路简单，在小功率场合被普遍采用。但是，由于变压器漏感的存在，引起开关管上过高的电压应力。普通的rcd嵌位flyback变换器其漏感能量消耗在嵌位电阻r上，开关管上电压应力的大小取决于消耗在嵌位电阻上能量的大小。消耗在嵌位电阻上的能量越多，开关管的电压应力就越低，但也影响了整个变换器的效率，因此，普通的rcd嵌位flyback变换器总存在着开关管电压应力与整个变换器效率之间的矛盾。
轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是开关器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。
本文介绍的一种有源嵌位flyback软开关电路，不但能实现zvs，而且也解决了前述的普通rcd嵌位flyback变换器中存在的问题。
1 工作原理
电路如图1所示，其两个开关s1及s2互补导通，中间有一定的死区以防止共态导通。变压器激磁电感lm设计得较大，使电路工作在电流连续模式（ccm），如图2的ilm波形所示。而电感lr设计得较小（lr頛m），使流过lr的电流在一个周期内可以反向，如图2的ilr波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为8个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。其工作原理如下。
1）阶段1〔t0，t1〕该阶段s1导通，lm与lr串联承受输入电压，流过lm及lr的电流线性上升。
v2=vin(lin/lm+lr) （1）
由于lr頛m，所以式（1）可简化为
v2≈vin (2)
2）阶段2〔t1，t2〕t1时刻s1关断，lm及lr上的电流给s1的输出结电容cr1充电，同时使s2的输出结电容cr2放电。t2时刻s2的漏源电压下降到零，该阶段结束。
图2
3）阶段3〔t2，t3〕当s2的漏源电压下降到零之后，s2的寄生二极管就导通，将s2的漏源电压箝位在零电压状态。lr和lm串联与嵌位电容cclamp谐振，cclamp上电压vc缓慢上升，v2上电压也缓慢上升。
v2=(lm/lm+lr)vc （3）
4）阶段4〔t3，t4〕t3时刻s2的门极变为高电平，s2零电压开通。流过寄生二极管的电流流经s2。此时间段依然维持lr和lm串联与嵌位电容cclamp谐振，v2缓慢上升。
5）阶段5〔t4，t5〕t4时刻v2上升到一定的电压使副边二极管d导通，v2被嵌位在－nvo。lr与cclamp谐振。在保证t5时刻lr电流反向的情况下，其谐振周期应该满足
式中：toff为主开关管s1一个周期内的关断时间。
图3
t5时刻s2关断，该阶段结束。
6）阶段6〔t5，t6〕t5时刻lr上的电流方向为负，此电流一部分使s1的输出结电容cr1放电，另一部分对s2的输出结电容cr2充电。t6时刻s1的漏源电压下降到零，该阶段结束。
7）阶段7〔t6，t7〕当s1的漏源电压下降到零之后，s1的寄生二极管就导通，将s1的漏源电压箝在零电压状态，也就为s1的零电压导通创造了条件。此时，lr上的承受电压v1为
v1=vin＋nvo （5）
lr上电流快速上升。流过副边整流二极管d电流id则快速下降。
did/dt=－n[vin+nvo]/lr+nvo/lm) （6）
考虑到lr頛m，式（6）可简化为
did/dt=－n(vin+nvo)/lr （7）
8）阶段8〔t7，t8〕t7时刻s1的门极变为高电平，s1零电压开通，流过寄生二极管的电流流经s1。t8时刻副边整流二极管d电流下降到零，d自然关断，电路开始进入下一个周期。
可以看到，在这种方案下，两个开关s1和s2实现了零电压开通，二极管d自然关断。
2 软开关的参数设计
假定电路工作在ccm状态。由于s2的软开关实现是lr与lm联合对cr1及cr2充?电，而s1的软开关实现是单独的lr对cr1及cr2充放电。因此，s2的软开关实现比较容易，而s1的软开关实现相对来说要难得多。所以，在参数设计中，关键是要考虑s1的软开关条件。
电流连续模式有源嵌位flyback变换器zvs设计步骤如下所述。
2.1 变压器激磁电感lm的设定
由于lr的存在，变换器的有效占空比deff（根据激磁电感lm的充放电时间定义，见图2）要小于s1的占空比d，但是由于t5～t8时刻ilr的上升速度非常的快，所以可近似地认为deff=d。这样，根据flyback电路工作在ccm条件，则
式中：η为变换器效率；
fs为开关频率；
poccm为变换器的输出功率。
在实际设计中，为了保证电路在轻载时也能工作在电流连续模式，lm一般取为
2.2 电感lr的设定
为了实现s1的zvs，t5时刻储存在lr内的能量足以令s1的输出结电容cr1放电到零，同时使s2的输出结电容cr2充电到最大。即
式中：vds=vds1=vds2≈vin＋nvo；
cr=cr1＋cr2。
根据式（4）取定合适的谐振周期可以令
2.3 电容cclamp的设定
根据式（4）有
在满足式（15）的前提下，取定合适的cclamp令ilrmax=ilrmin。
2.4 死区时间的确定
为了实现s1的zvs，必须保证在t6到t7时间内，s1开始导通。否则lr上电流反向，重新对cr1充电，这样s1的zvs条件就会丢失。因此，s2关断后、s1开通前的死区时间设定对s1的zvs实现至关重要。合适的死区时间为电感lr与s1及s2的输出结电容谐振周期的1/4，即
严格地讲，开关管输出结电容是所受电压的函数，为方便起见，在此假设cr1与cr2恒定。
2.5 有效占空比deff的计算
有效占空比deff比开关管s1的占空比d略小。
deff=d－Δd（17）
[(vin+nvo)/lr]Δdt≈2(p/dvin) （18）
Δd≈2plrfs/dvin(vin+nvo) （19）
代入式（17）得
deff=d－2plrfs/(dvin(vin+nv0) （20）
2.6 开关管电压应力计算
vs1,s2≈vin＋nvo＋(2plrfs/dvin(1-d) （21）
式（21）中第三项相对来说较小，故开关管的电压应力接近于vin＋nvo。
3 实验结果
为了验证上述zvs的实现方法，设计了一个实验电路，其规格及主要参数如下：
输入电压vin48v；
输出电压vo12v；
输出电流io0～5a；
工作频率f100khz；
主开关s1及s2irf640；
变压器激磁电感lm144μh；
变压器原副边匝数比n=n8/3；
电感lr10μh；
电容cclamp2μf。
图4给出的是负载电流io=2a时的实验波形。从图4（e）及图4（f）可以看到，s1和s2都实现了zvs。图5给出了两种flyback电路的效率曲线，可以看到，有源嵌位flyback软开关电路有效地提升了变换器的效率。
4 结语
有源嵌位flyback软开关电路在实现主开关及辅助开关zvs的同时，也实现了输出整流二极管的自然关断，因此，有效地减少了开关损耗，提高了变换器效率。另外，它也大大地降低了开关管的电压应力，这从实验波形中可以看得比较清楚。