基于IC控制器FAN4810的500WPFC电源的设计_电源技术论文
关键词：fan4810；pfc变换器；电路设计
引言
将基于功率因数控制器的有源功率因数校正（pfc）预调节器应用于分布式电源系统的前端时，能使非线性负载呈现纯电阻性，迫使桥式整流器的输入电流正比于输入电压，并且与线路电压保持同相位，因而线路功率因数几乎达到1。有源pfc预调节器的dc输出电压必须高于ac线路电压的峰值。对于270v的ac最高输入线路电压，pfc升压变换器的dc输出稳定电压通常是385v或400v。基于美国飞兆半导体公司功率因数控制器fan4810的pfc升压变换器，有着宽输入电压范围和宽输出功率电平，符合iec100032规范和ul1950标准，具有超快速pfc响应。本文简要介绍了pfc控制器fan4810的主要特点，给出了完整的应用电路，重点介绍了利用fan4810控制器的500wpfc预变换器设计。
图1
1 fan4810的基本结构及主要特点
fan4810采用16引脚dip和16引脚soic封装，芯片电路组成框图如图1所示。
fan4810是一种平均电流、连续升压前沿pfc控制器，其主要特点如下：
1）含有tri瞗aultdetecttm功能，符合ul1950安全标准。万一反馈通路失效，反馈脚vfb上电压太高、太低或开路，三故障（tri瞗ault）检测电路将终止pfc驱动；
图2
2）压摆率增强的跨导电流误差放大器（iea），提供超快速pfc响应；
3）内置增益调制器，并且有3个输入，即ac线路电流参考输入iac、ac线路电压检测输入vrms和pfc输出电压反馈误差放大器（vea）输出veao，这种3输入增益调制器，对pfc起核心控制作用；
4）带有输出过电压保护（ovp）、输入电压过低（brown瞣ut）保护、vcc欠压锁定（uvlo）、峰值电流限制和软启动功能；5）带开/关pwm时钟输入（脚clksd）和同步时钟输出（脚clkout）；
6）vcc启动门限为13v，关闭门限是10.8v，启动电流约200μa，在vcc=15v下的工作电流约5.5ma；
7）栅极驱动电流容量达±1a。
2 应用电路与设计
2.1 应用电路及操作
图2示出了由fan4810组成的一个500w有源pfc升压变换器电路。
在接通ac线路电源后，当电容c15通过r13和r14被充电到13v时，fan4810启动。启动时，在pfc开关q1导通之前，为保证pfc操作，通过二极管d2的电流迅速对c5充电到ac线路电压峰值。当q1关断时，c5上电压经l1升压至400v。升压电感器l1的辅助绕组及d3，d4，c12，c16和r10，c15组成的全波整流滤波电路，为fan4810脚vcc提供15v的dc工作电压。q4，r16和c20等组成软启动电路，fan4810误差放大器输出veao被迫跟随q4对c20充电。当c20被充电至vref（7.5v）时，q4截止。
2.2 设计程序与方法
2.2.1 pfc升压变换器基本参数
图2所示的pfc升压变换器电路主要参数为：
输出功率po=500w；
最低ac线路电压vmin=80v；
最高ac线路电压vmax=264v；
dc输出电压vo=400v（正常值），最小值vo(min)=300v；
变换效率η=0.93；
开关频率fs=100khz；
总电流谐波失真thd=5％。
2.2.2 主要电路和元件参数选取
根据pfc变换器的技术条件和fan4810的电气特性，可以确定主要元件的选取。
2.2.2.1 升压电感器l1电感值的确定
pfc变换器在连续导通模式（ccm）下工作，最大峰值ac线路电流iin（pk）为
高频电流峰—峰值Δi可按iin(pk)的20％来处理，即Δi=9.5a×20％=1.9a。通过l1的最大电流为
il(max)=iin(pk)＋Δi/2=9.5a＋1.9a/2=10.45a
开关占空因数d为
l1的电感值可由式（1）确定。
将相关数据代入式（1）得到l=426μh，可选择420μh（电流容量为10a）。
2.2.2.2 输出电容c5的选择
支持（hold瞮p）时间thld是确定c5容值的主要依据。thld是在ac电源中断之后，变换器输出仍然在规定范围的保持时间。其间，c5中储存的能量j=pothld，同时还可表示为j=〔cvo2－c〕，由此可得
可选取thld=20ms，同时将po=500w，vo=400v和vo(min)=300v代入式（2），得c=285.7μf，可选择330μf/450v的高压铝电解电容器。
2.2.2.3 振荡器定时元件r6和c18的选择
fan4810脚7外部电阻r6和电容c18共同设置振荡器频率fs。
由于fs=100khz，若选择c18=470pf，r6的阻值为41.75kΩ，可选取41.2kΩ。
2.2.2.4 增益调制器输入电路元件的选择
增益调制器在脚2（iac）上的输入电流由电阻r1(r1a＋r1b)来编程。r1可利用式（4）确定。
式中：gmax=2，是增益调制器最大增益；
rmo=3.6kΩ，是增益调制器输出电阻；
vgmo(max)=0.75v，是增益乘法器最大输出电压。
又vmin=80v，据此可得r1=1.06mΩ，可采用两只453kΩ的电阻串联而成，功耗均为（1/8）w。
r2(r2a＋r2b)和r3与r4组成电阻分压器，同时r2，r3，r4和c3，c2组成两级低通滤波器。为使增益调制器在低ac线路电压vmin下有一个最大增益，电阻分压比必须给出一个11v的平均dc电压施加到fan4810的脚4（vrms）。平均线路电压vav为
通常r2＋r3取1mΩ左右。若取r2(r2a＋r2b)=r1=2×453kΩ=906kΩ，则r3的数值可选取100kΩ。
由于fan4810脚4上的电压是1.1v，通过r2和r3的电流为
i(r2+r3)=(vav-1.1)/(r2+r3)=(72.1-1.1)/(906+100)×10 3＝75.5μa
这一电流绝大部分通过r4，因而r4近似为r4==15.67kΩ
可选取r4=15.8kΩ。
滤波电容c3和c2分别由式（5）和式（6）确定。
式中：f1=15hz和f2=23hz分别是两级滤波器的极点频率。
将相关数据代入式（5）和式（6），根据计算结果，c3可选择0.1μf/50v、c2选择0.47μf/16v的标准电容器。
2.2.2.5 电流感测电阻r5的选择
fan4810脚3通过r17和c19组成的滤波电路连接电流感测电阻r5(r5a＋r5b)。滤波电路用作滤除启动时浪涌电流引起的浪涌电压，以保护脚3（isense）。r5上的电压降不应超过ic中增益调制器最大输出增益vgmo(max)，即
r5≤vgmo(max)/il(max) （7）
式中：vgmo(max)=0.75v，il(max)=10.45a。
因此，r5≤0.072Ω，可选择0.05Ω，用两只0.025Ω(3w)的电阻串联在一起。
2.2.2.6 电流误差放大器补偿网络元件的选择
fan4810脚1（ieao）与脚14（vref）之间连接的r12，c6和c7，组成电流误差放大器补偿网络。
fan4810含有一个电流控制环路和一个电压控制环路。在跨越频率fc(c1)上电流环路的开环增益gpwm(boost)为
gpwm(boost)=(vors/vramp2fc(cl)l) （8）
式中：fc(c1)=0.1fs=10khz；
vramp=2.5v为振荡器斜坡谷—峰值电压；
vo=400v，rs=r5=0.05Ω，l=420μh。
因此根据式（8）可得gpwm(boost)=0.303。
在跨越频率上的电流误差放大器增益为
gc(c)=10|20loggpwm(boost)|/20=10=3.3
r12可通过式（9）计算。
r12=gc(c)/g(ca) (9)
式中：电流误差放大器跨导g(ca)=0.1ms（即0.1ma/v）。
因此r12=3.3/0.1ms=33kΩ，实际选择33.2kΩ。
电容c6和c7容值分别利用式（10）和式（11）计算。
c6=1/[2πfcl(z)r12] （10）
c7=1/[2πfc1(p)r12] （11）
式中：fc1(z)=0.2fc(c1)=2khz，fc1(p)=10fc(c1)=100khz，分别是两个补偿网络的零点和极点频率。
根据式（10）和式（11）计算c6=2.39nf，
c7=47.9pf，实际选取c6=2.2nf，c7=47pf。
2.2.2.7 电压误差放大器补偿网络元件的选取
r7(r7a＋r7b＋r7c)和r8组成的电阻分压器，为电压调整环路提供反馈信号，并施加到fan4810的脚15（fb）。电压误差放大器输出端（脚16）与地之间连接的r11，c8和r7，组成电压环路的补偿网络。
电压误差放大器的同相输入端，在内部连接25v的参考电压。推荐r8=2.37kΩ，流过r8的电流为
ir8=vref/r8=2.5v/2.37kΩ=1.055ma
r7可利用式（12）计算。
r7≈(vbus－vref)/ir8 （12）
式中：vbus=400v，为dc总线电压。
根据式（12）可得r7=376.78kΩ，可选取381kΩ，用3只127kΩ的电阻（r7a，r7b和r7c）相串联。
在电压误差放大器补偿网络中，电容c9主要用于衰减二次谐波。c9的容值可通过式（13）计算。
c9=1/(2π2finzea(sh)] （13）
式中：fin为ac输入线路频率(50/60hz)；
zea(sh)是在二次谐波频率上的电压误差放大器阻抗。
在pfc变换器输出电容c5（330μf）上的二次谐波电压纹波经r7和r8组成的电阻分压器和fan4810的脚15（vfb），反馈到电压误差放大器反相输入端（同相输入端为2.5v的参考电压）。电压误差放大器的输出电压范围从0.1v到6.7v，跨导gva=0.065ms，结合dc输出电压分压比r8/(r7＋r8)，可以计算出在二次谐波频率上误差放大器增益gea(sh)=7.33。因此，可以计算出zea(sh)=gea(sh)/0.065ms=112769Ω。将该数值和fin=60hz代入式（13）得到c9=0.011μf，可选择0.01μf/50v的标准电容器。
飞兆（fairchild）半导体公司建议fan4810电压控制环路的跨越频率fc(v1)=30hz，零点频率fv1(z)=3hz。不难计算在跨越频率（30hz）上电压误差放大器增益gea(fc)=36.7，于是补偿网络中电阻r11的取值为
r11=[0.9gea(fc)]/gva （14）
将gea(fc)=36.7和gva=0.065ms代入式（14）得到r11=508.15kΩ，可选择510kΩ的标准电阻。
电容c8可通过式（15）计算。
c8=1/[2πfv1(z)r11] （15）
将fv1(z)=3hz和r11=510kΩ代入式（15），得到c8=0.104μf，可选择0.1μf的标准值。
2.2.2.8 功率开关q1和升压二极管d1的选择
q1和d1的耐压至少是500v，以能安全承受400v的dc升压电压。由于通过升压电感器l1的最大峰值电流il(max)=10.45a，故q1和d1的峰值电流容量不能低于1045a。推荐升压二极管d1选用isl9r1560p2，q1选用fdh44n50，fqa28n50，fqa19n60等mosfets，或选用fgh40n6s2d，hgtg20n60a4d，fgk60n6s2d等igbts。
3 实验结果
对于图2所示的pfc升压变换器电路，按设计结果选择元器件，焊接在pcb上经检查无误后，在ac输入端串接上ac250v/8a的保险丝f1。为安全起见，可在输出端（香蕉插头j3和j4）接100w的负载，并接一块dc电压表。在输入端（j1和j2）连接一个隔离可调的ac电源（通常为交流调压器），使ac输入电压从零缓慢增加到90v时，pfc变换器输出在5s之内应为dc（400±5）v。当断开ac输入时，输出电压应降至零。尔后，在pfc输出端接500w负载。
当负载从50w逐步增加到500w时，变换器效率和thd变化曲线如图3所示。图4为ac输入电流波形，图5为pfc变换器输入电压（经全波整流的ac线路电压）和dc输出电压纹波波形。
4 结语
采用带tri瞗aultdetecttm功能的连续模式平均电流型功率因数控制器fan4810设计的500w
pfc升压变换器，工作稳定可靠，ac输入电流谐波被控制在iec6100032标准限量之内，线路功率因数达0.99－0.995。