反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解（1）_电源技术
关键词：反激变换器；副边同步整流控制器stsr3；高效率变换器
1 概述
本文给出st公司今年新推出的开关电源ic产品stsr3应用电路分析。它是反激变换器副边同步整流控制器，具有数字控制的智能ic驱动器。采用stsr3作同步整流控制芯片的反激变换器基本电路简化结构见图1。stsr3的内部功能方框见图2，其引脚排列见图3。
stsr3智能驱动器ic可提供大电流输出，以正常地驱动副边的功率mosfet，使之作为大电流输出的高效率反激变换器中的同步整流器。根据取自隔离变压器副边的一个同步时钟输入，ic产生一个驱动信号，它具有与原边pwm信号相关的死区时间设置。
在原边开关导通时，ic的工作可防止副边发生错误状态，它提供预期的输出截止状态。这个智能的功能实现了快速的逐周逻辑控制机制，它是建立在高频振荡器由时钟脉冲信号来同步。该项预置可由ic外部元件来调节。
经传感检测同步整流器的源极—漏极电压脉冲。这个特殊的禁止功能可以关闭驱动输出，因此当有必要时即刻关掉它。该特性使电源能工作在非连续导通模式下，及避免与变换器并联工作的同步整流器反向导通。
stsr3允许开关电源工作在非连续模式pwm，连续模式pwm，以及在准谐振状态的反激变换器，均能实现同步整流任务。
stsr3的封装如图3所示的so8片状部件，各引脚的符号与功能概述如下：
脚1n/c，它并不接内电路；
脚2vcc，供电输入4～5.5v；
脚3setant，设置预期的关断输出；
脚4ck，为ic工作的同步信号；
脚5inhibt，接非连续模式检测器；
脚6sglgnd，所有控制逻辑信号的基准地线；
脚7outgate，输出去mosfet栅极驱动；
脚8pwrgnd，功率信号的基准地电平。
图4
2 stsr3的应用电路分析
stsr3同步整流器控制器具体应用于一种90w笔记本电脑稳压电源的实际电路见图4，其直流输出为＋19v，4.74a。开关电源是反激式变换器，原边主芯片采用复合pfc/pwm新品cm6805。图4中给出了详细的阻容数值。下面分别介绍stsr3在电路设计上的一些特点。
2.1 ic供电vcc和欠压闭锁输出
stsr3的vcc供电范围是4～5.5v，其内部有一个齐纳二极管限制最大的供电电压为58v。需要外接一只100nf瓷介电容器连在脚2（vcc）与脚6（sglgnd）之间，以确保稳定供电。该高频电容器应尽量紧靠芯片。而用另一只100nf瓷介电容器接在脚2（vcc）与脚8（pwmgnd）之间。欠压闭锁输出特性保证了正常的起动，避免了万一在vcc过低时不希望的驱动工作状态。vcc电压也供给输出端驱动器，因此最大的驱动电压设在55v，所以推荐用逻辑栅极门限电平的mosfet。
2.2 同步工作状态
stsr3具有一种革新的特性，即内在设计使stsr3能工作在副边没有任何来自原边的同步信号条件下。stsr3的同步是直接从副边获得的，它利用同步开关管mosfet两端上施加的电压脉冲，作为开关转换的传递。图2中同步信号从脚4（ck）输入，芯片内部的门限电平设置在26v。在ck的输入端接一个峰值检波器，该单元电路能够辨别原边mosfet开关转换感应信号以及之后出现的正弦波形。它由非连续模式工作或者谐振复位形态引起，如图5之中的死区时间内波形所示。
2.3 连续导通模式
当反激变换器工作在连续导通模式（ccm）时，在同步mosfet开关管源极与漏极之间的电压脉冲已变为矩形波状，如图6所示。该电压可以用两种不同的方式加到芯片脚ck上：一是用图7中的电阻分压器方法；二是用图8中的一只二极管和拉住电阻器方法。在大多数情况下，当同步mosfeta管关断截止时，在电压脉冲波形上会出现一个尖峰信号。在芯片脚ck输入端，必须先消除这一尖峰电压，以避免导致虚假同步触发。在采用电阻分压器r1及r2时，可再增加一只c1高频小电容器来消除尖峰电压突起，如图7所示。
反激变换器用于电信的一个典型例子，就是直流输入电压具有1：2的可变性范围，典型值为36～72v。因此，副边绕组电压也有1：2的可变范围。那么在36v输入时，由分压电阻器可计算出在脚ck的电压约为28v；而当直流输入为72v时，则脚ck电压达到56v。即使该值高于脚ck的最大电压也是可以接受的，因为它限制了流入该脚的电流为10ma。
电容器c1的数值取决于同步mosfet管关断尖峰的幅度，并随r1的数值而变化。为了减小因r1和c1两者引起的延迟，应选用最小的电容值。
在用电源适配器的反激变换器时，其电网输入工作电压为ac85～270v，它的可变范围是1：3。在电网输入电压最低时，必须保证脚ck的电压为28v；因此当电网输入电压为最高值时，电压将达到89v，或者更高些。该电压值超过了器件允许的最大值。如果通过r1限制流入脚ck的电流值，使之低于脚ck允许的最大电流值，那么芯片仍然可以正常地工作。否则，必须加接二极管d1，以保护芯片?受损。
图8给出了用二极管d1和r1拉住电阻器的同步电路图，用这种电路不存在关断尖峰和脚ck最高电压的问题。由于同步整流器的漏极电压出现振铃，故该电路不能在非连续状态下正常工作。
通过增设一只npn晶体管接在脚ck与脚sglgnd之间，如图9所示，用一只二极管和拉住电阻器去同步stsr3的关断电路，用q1和r2接法来等效于电阻分压器电路，可以容易地关断stsr3。当图9中信号“off”为高电平时，该三极管导通，迫使脚ck降到地电平。在这种条件下，outgate脚将变为低电平状态，从而关断同步mosfet开关管。
2.4 非连续导通模式
正如前面图5所示，在非连续模式工作状态下，当检测原边开关转换信号时，可能会存在一些问题。芯片内部的峰值检波器，只能确定脚ck达到的峰值，而忽略其他所有较低值的信号。查看图5可知，应确保开关转换波形与正弦波之间最小的电压差为v1=400mv时，也能让峰值检波器正常地工作。正像前面的叙述中提到的，如果输入电压可变范围大于1：2，那么就必须增加二极管d1，来箝位脚ck上的电压。在这种条件下，无论是开关转换波形，还是正弦波形都被箝位，使峰值检波器不能正确工作，则易产生如图10所示stsr3错误触发时的驱动脉冲波形。这时若采用一个如图11中所示的外部峰值检波器电路，就能解决问题，使芯片在连续或非连续模式下均能正确工作。
2.5 外部峰值检测器
当输入电压可变范围高于1：2时，可用图11外峰值钟检测器，取代前面图7中电路，以保证stsr3在非连续或连续导通模式下均正确工作，它向脚ck供纯净的矩形波。
r20是一只拉住电阻器，当同步整流mosfet导通或者它的体二极管导通时，图11中v1电压值是低电平。当mosfet截止时（对应于原边的开关时间），电压v1在5v值。图11中的r22和c10构成一个低通滤波器，甚至当振铃脉冲几乎为零值时（见图12中波形），它也能具备正确的同步信号。但是，r22和c10又会引起不希望的延迟时间，所以，再增加r21和c9组合电路，就能在快速开关转换时减小该延迟。st公司的逻辑器件74v1t70可消除噪声，防止它误触发stsr3内部的峰值检波器。在后面的叙述中会给出该电路的建议值。
2.6 禁止工作电路
在二极管整流与同步整流之间存在着一种差异，即mosfet导通时电流可能双向流动，而二极管导通时电流只呈单方向。在非连续模式用二极管整流时，当电感器的电流降到零值，它也不能反向流动，若用mosfet做整流器，当电感电流降到零，它将继续减小变为负值，并从同步mosfet漏极流向源极。在这种条件下，变换器好像就工作在连续模式。
若需工作在非连续模式，则当电感电流为零时，同步mosfet应截止，故体二极管作共用整流器，避免电感电流反向。当该电流接近0时，脚inhibit能关断同步mos，使变换器工作在非连续模式。
芯片在脚inhibit的内部接了一个门限电平为－25mv的比较器。该脚外部通过一只电阻器接到同步mosfet的漏极。在开始截止时间（此时ck处于低电平），outgate处于高电平。inhibit电压的监控时间为250ns：如果脚inhibit上的电压高于－25mv，那么outgate变为低电平；如果脚inhibit电压低于－25mv，那么outgate保持高电平，直到其电压达到－25mv为止。这是由于当同步mosfet导通时，其漏极上电压为vds=－rds(on)×id。如果vds高于－25mv，这就意味电流在减小，并且接近非连续模式，所以outgate关断，让mosfet的体二极管工作，见图13。当变换器在连续模式时，脚inhibit电压总是低于－25mv，则outgate保持高电平。
在原边mosfet转换到关断期间，脚inhibit电压应在250ns之内从高降到－25mv。选择r26阻值应适合该特性。当变换器与其他电源并联工作时，脚inhibit检测同步mosfet两端电压，也避免变换器从输出端吸入电流。
虽然脚inhibit允许工作在非连续模式，但是在原边开关管关断期间，－25mv门限电平对同步整流mosfet漏极出现的振铃，可能是敏感的，会引起不完全的outgate导通。利用时钟信号提供负极性电压加到脚inhibit起消隐时间作用，就能避免这一不恰当的情况。采用图14中所示的一些元器件，可容易地产生该负极性电压。消隐时间值由c11和r25确定。它对覆盖振铃时间结束是必要的，图15中的振铃信号由原边开关截止时引起。（待续）