基于DSP控制的PFC变换器的新颖采样算法_DSP论文
关键词：数字信号处理；功率因数校正；采样算法
引言
数字信号处理器(dsp)已经被广泛应用于通信，智能控制，运动控制等许多领域中。由于具有处理速度快、灵活、精确、可靠等特点，dsp已逐渐取代了传统的模拟控制，例如开关电源中的dc/dc变换器，pfc变换器，以及高频脉宽调制(pwm)逆变器等。而在这些应用中，为了消除高频噪声的影响，也同时为了增加功率密度，通常要求开关频率保持在20khz以上。如不考虑采样保持时间和模/数转换，一般的dsp芯片都能够在此频率以上工作。但这些应用场合又必须对模拟电压和电流进行采样，才能保证反馈控制的有效性。本文在传统pfc变换器控制电路的基础上，提出了一种采用dsp作为pfc的控制电路的方法，并详细分析了在平均电流模式控制下传统的单周期单采样（ssop）的方法，最后提出了能够大大改善开关抗噪声性能的新颖采样算法。
图1
1 基于dsp的pfc控制策略原理
图1所示为pfc变换器的系统框图和dsp控制。为了获得高功率因数，采用了升压拓扑结构。乘法器是图中的关键部件，其输入信号为电压环路中电压补偿器ea1的输出电压信号和整流电压>|vin|信号，其输出作为控制开关管的基准，与反映电感电流il的信号进行比较，从而控制开关管的通断时间。因此，变换器必须同时对输入电流iin，输入电压vin和输出电压vout采样。
为了实现pfc变换器的数字控制，要求转移函数为离散表达式。为方便起见，这里首先采用拉普拉斯变换。根据图1（a），电压补偿器ea1的连续转移函数可表示为
g1(s)=(vref－vp)/(vv－sam－vref)=k1＋k2/s （1）
式中：k1=rvf/rvi；k2=1/rvicvf。
考虑到第一级采样和保持效果，将式（1）变成式（2），即
g1′(s)=[(1-e -ts)/s(gs(s))]=[(1-e -ts)/s][k1+(k2/s)] （2）
式中：t为开关周期。
从而得到转移函数的离散表达式如式（3）所示。
Δvo(k)=Δvo(k－1)＋k1Δvi(k)＋
(tk2－k1)Δvi(k－1) （3）
式中：Δvo(k)=vref－vp(k)；
Δvi(k)=vv－sam(k)－vref；
k为采样序列数。
从式（3）中可以清楚地看出，电压环路中电压补偿器ea1的输出电压在当前的采样周期是由它前一时刻的值和vv－sam共同决定的，其关系式如式（4）所示。
vp(k)=vp(k－1)－k1vv－sam(k)－
(tk2－k1)vv－sam(k－1)＋tk2vref （4）
同样，电流环中的补偿器ea2的转移函数也可由图1（a）得到
式中：k3=rczccz；
k4=rciccz。
因此，转移函数的离散表达式为
图1(b)是pfc变换器的dsp控制阶段。该阶段对3个主要电量：感应电流il，整流输入电压|vin|和输出电压vout进行采样。这些值经过采样后再被转换成数字量，参与dsp随后的计算过程。与开关频率比较而言，这3个信号中的两个电压信号就成了主要的低频信号了。这里要求感应电流最好能被瞬时地反馈，这一点在模拟控制器中是很容易实现的，而在数字信号处理中由于采样速率的限制和a/d转换使得很难满足这一要求。在实际的采样算法中，采样信号用来计算以后周期的脉冲宽度。
2 单周期单采样方法的缺陷
对于一个数控的pfc来说，单周期单采样（ssop）使控制器相对模拟pfc而言对噪声更加敏感。由于开关噪声与电流传感器有关并受其影响，在开关点上经常会出现高频振荡，而且振荡将持续在一个相当长的周期内（如图2所示），这些噪声将影响系统的正常工作。最好的解决方法就是通过调整采样点避开此采样区间，即不固定点采样算法。另一方面，可采用dsp芯片来限制采样速率和a/d转换。
基于上述分析，ssop采样方法看似完美，但采用这种采样算法后又会带来新的问题，即如何在每一次开关循环中都确定一个固定的采样点，上面所提到的条件又如何在任何时间都能得到满足。在采用了ssop方法的pfc应用中，输入电流必须跟随正弦输入电压，且输出电压必须始终为常数。占空比d从接近于1减小到最小值dmin，而正弦交流电压相应地从零变化到峰值。如果dmin太小的话，就不能满足ssop算法的要求。最小占空比由式(7)给出。
通常，对于一个通用输入电压的pfc变换器来说，一般将其输出电压设计在385v左右。输入电压若为110v，dmin可以满足要求，但若为220v，dmin就只能达到0.12～0.22，假定主电压的变化范围为10％，则dmin将变得更低。由于d在每一个周期内从dmin变化到1，因此，如果采样过程能够在开关导通时间内结束的话，就可能避开开关噪声的干扰。所以，功率转换开关s的导通时间便成了提高dsp控制pfc变换器开关频率的主要限制因素。
3 采样算法原理
由于dsp本身具有很强的运算能力，所以，它能够通过一种新颖的采样算法来消除ssop算法的缺陷。假定电路工作在固定频率fs（=1/t）下，开关噪声振荡保持周期为τosc，采样周期为τsam。为保证开关的抗噪声性能，必须满足以下要求：
1）在开关转换后的τosc间隔时间内不能进行采样；
2）在采样的τsam间隔时间内不能进行开关转换，因为任何扰动都有可能引起采样结果发生错误。
针对以上两个条件，对采样时刻d1t和d2t定义如下：
d1t=τosc （8）
d2t=2τosc＋τsam （9）
由式（8）及式（9）可知，一旦确定τosc和τsam后，d1t和d2t的值也就确定了。此时，就可以在控制器中应用z域的稳定性分析。
经计算可得最大开关频率为
fs=1/(d2t+τsam) （10）
本周期时间脉冲宽度dt是利用上一周期所获得采样值经计算得到的，再根据dt是否大于τosc＋τsam来确定采样时间是否合适。如果dt>τosc＋τsam，如图3（a）所示，d1t便是合适的采样点；如果dt<τosc＋τsam，则il(d2t)被采样，但不能直接用il(d2t)来计算脉宽，因为，在il（d1t）和il（d2t）之间存在着一定的误差(此误差可通过电流补偿环路中的积分算法来消除)。因此，必须先从il(d2t)中求出il(d1t)的值。这又需要考虑两种情况，分别如图3（b）和（c）所示。
1）dt<d1t=τosc
在此条件下，两个采样点d1t和d2t都位于开关周期的截止时间段，如图3（b）所示。这两个点的采样误差为
Δil1=il(d1t)－il(d2t)
=[(vout-|vin|]/l(d2-d1)t （11）
2）d1t<dt艱1t＋τsam
在此条件下，采样点d1t和d2t分别位于开关s的导通时间和截止时间，如图3（c）所示，此时可得到式（12）及式（13）。
il(dt)－il(d1t)=|vin|/l(d－d1)t （12）
il(dt)－il(d2t)=[vin]/l(d2－d)t （13）
由式（12）及式（13）又可以得到
Δil2=il(d1t)－il(d2t)
=vout/l(d2-d)t-|vin|/l(d2－d1)t （14）
图4给出了上述转换过程的流程。通过该流程得到的值与通过ssop方法所得到的值相等，并且它的采样数据不再受开关噪声的影响。
4 实验结果
将此算法运用到一台2kw的pfc变换器中，为了提高效率并减少噪声，选择开关频率为33khz，采用dsptms320f240作为控制芯片，其最大采样保持时间τsam约为1μs。开关转换后的每一个振荡周期τosc约为6μs。再根据式（8）及式（9），采样点d1t和d2t分别选在6μs和13μs处，输入和输出电压分别为交流220～240v和直流400v。
图5所示为在3种不同采样模式下的感应电流波形。图6为输入电压和输入电流波形图。经测量，输入电流的总谐波失真为6.4％，功率因数为0.98。
5 结语
本文提出了一种dsp控制的pfc的新颖的采样算法，它节省了大量的系统资源，这些节省的系统资源又可以用来控制dc/dc或dc/ac变换器。该方案使整个系统仅用一片dsp芯片来控制，从而大大降低了硬件的成本。本文的方法和结论对于分析、设计和调试所有含开关的数字采样电路均有实用参考价值。